一種發(fā)動機高溫差環(huán)境下的基準電壓源電路＊

高云華

(江蘇經貿職業(yè)技術學院 工程技術系，江蘇 南京 210007)

發(fā)動機控制芯片在汽車中得到了廣泛的應用，是汽車電子的核心部分之一。發(fā)動機控制芯片結合了大量的傳感器接口電路、ADC、控制器等模擬與數字電路模塊。對于模擬電路，過低和過高的溫度，都可能會導致芯片失效。極限溫度導致電路失效的原因通常有：電路的偏置電流隨溫度變化過大，使得電路偏離了正常工作狀態(tài)；電路輸出節(jié)點的共模電壓隨溫度的變化產生了漂移，導致下一級電路無法正常偏置等問題。

在模擬電路設計中，帶隙基準電壓/電流源負責給偏置電路提供穩(wěn)定、不隨溫度變化的偏置參考電流和電壓，用來給電路提供穩(wěn)定的偏置電流和共模電壓。發(fā)動機控制芯片通常安裝在發(fā)動機周圍，發(fā)動機艙在長途行車過程中的極限溫度可能會高達125℃。而在寒冷地區(qū)，冷車狀態(tài)下發(fā)動機艙溫度可能低至-40℃。在如此大的溫度跨度下，要保證發(fā)動機控制芯片可以正常運作，參考電流源與參考電壓源的誤差必須控制在很小的范圍之內，這對帶隙基準模塊的設計提出了更高的要求。該基準電路必須在-40℃～125℃的范圍內提供恒定的輸出電壓/電流信號。因此，應該具有更低的溫度系數和更寬的工作溫度范圍。此外，由于發(fā)動機的工況經常因行駛情況而改變，同時由于發(fā)動機艙內各種電氣開關帶來的電壓波動，給發(fā)動機控制芯片供電的電源電壓通常會經歷嚴重的紋波干擾。這要求芯片中的帶隙基準源應具備較強的電源抑制比。本文正是從以上兩點出發(fā)，提出了一種針對汽車控制芯片的帶隙基準電壓源電路，用于降低由極限溫度引發(fā)的芯片失效風險。

1 帶隙基準電壓源電路設計與分析

帶隙基準的核心原理是產生一個具有一階正溫度系數的電壓/電流量，與一個具有一階負溫度系數的電壓/電流量以一定的系數相加，以達到抵消溫度系數的效果。一個雙極晶體管的基極與發(fā)射極電壓Vbe就可以看成是一個常用的負溫度系數源。將一個三極管連接成二極管形式，對Vbe求偏導，可以得到以下結論：

目前，模擬集成電路的主流工藝已經朝著0.18 μm及＜0.18 μm發(fā)展，電源電壓也由 5 V、3 V等高電源電壓向1.8 V、1.2 V甚至低于1 V的方向發(fā)展。這就要求基準源產生的輸出參考電壓也低于1 V，傳統(tǒng)的帶隙基準電路很難在深亞微米工藝下得到應用。在這樣的背景下，電流型帶隙基準電壓源電路應運而生[2-3]。

圖1 一個經典的帶隙基準電路

圖2 電流型帶隙基準電壓源

然而，以上分析的前提是Vbe與ΔVbe/lnm的溫度系數在整個溫度范圍內都是恒定的。而在實際情況下，Vbe與ΔVbe/lnm的溫度系數本身都是溫度的函數。圖3、圖4分別為 SMIC18 MIXIC工藝下，-50℃～125℃范圍內的Vbe與ΔVbe/lnm的溫度系數與溫度的關系曲線?？梢钥闯?，從-50℃變化到 125℃的過程中，ΔVbe/lnm的溫度系數變化較小，可以忽略；而Vbe的溫度系數變化較大，對溫度呈高階函數關系。圖5所示為以0℃為參考點的一階溫度補償下輸出電壓隨溫度的變化曲線。從圖中可以看出，由于高階溫度系數的存在，輸出電壓在-50℃～125℃范圍內存在0.6 mV的誤差電壓。為了達到更高的溫度平穩(wěn)性，通常需要對輸出電壓進行二階溫度補償。常用的二階補償方法主要有指數曲率補償法[4]、分段線性補償法[5]等。然而這些方法大多需要額外的硬件開銷，增加的電路復雜度往往會導致電路可靠性的下降。

圖3 Vbe的溫度系數與溫度的關系曲線圖

圖4 (ΔVbe)/lnm的溫度系數與溫度的關系曲線圖

圖5 簡單一階溫度補償后的輸出電壓隨溫度變化曲線

本文提出一種基于不同溫度系數電阻的二階溫度補償方法，其電路原理圖如圖6所示。在圖2所示的一階電路的基礎上增加 3個多晶硅電阻(R6～R8)，該電阻與一階電路中的擴散電阻具有不同的溫度系數。仿真結果表明，使用該方法可以實現175℃溫度范圍內0.25 mV的輸出電壓誤差。

由三極管 Q1～Q2，電阻 R1～R8、晶體管 M1～M3、誤差放大器A1組成一階帶隙基準電壓源核心電路。Q3、M6～M8用來產生與溫度呈正比例關系變化的電流IPTAT，提供給發(fā)動機控制芯片中的溫度傳感器模塊。R1、R3和R4為擴散電阻，具有正溫度系數。R6～R8為多晶硅電阻，具有負溫度系數，在電路中起到高階溫度補償的作用。M5、M10、R5、Q3組成啟動電路，在芯片上電時，M5導通，當電路進入正常工作狀態(tài)后，M5自動被切斷。

圖6 本文所提出的帶隙基準電壓源電路原理圖

該電路高階溫度補償的原理是：如前所述，ΔVbe/lnm=VT的溫度系數相對恒定，可以近似認為是溫度的線性函數。而Vbe的溫度系數隨溫度變化明顯，說明Vbe至少是溫度的二階或更高階函數，可以由式(4)所示的高階函數進行擬合：

從式(3)的一階補償下輸出參考電壓表達式可以看出，第一項是溫度的一階函數，第二項是溫度的二階以上函數。因此一階補償方法只能實現溫度的一次項抵消。在本設計中，引入了具有正溫度系數的多晶電阻R6、R7、R8，其中 R7=R8，R6/R7=R4/R3。 其輸出參考電壓如下：

式(5)中的前兩項與式(3)相同，第三項為高階補償項。由于R6與R2具有不同溫度系數，故R6/R2至少是溫度的一階函數，由于VT本身是溫度的一階函數，故第三項至少是溫度的二階函數。通過合理地選擇R6值，可以較大程度上抵消Vbe的高階溫度系數。

經過本文方法補償后的輸出電壓隨溫度變化曲線如圖7所示。從圖中可以看出，從-50℃變化到 125℃的過程中，輸出電壓最大只變化了0.25 mV，達到了顯著的補償效果。此外，由于采用了電流型帶隙基準源結構，R1、R3與雙極性器件所在支路并聯(lián)，降低了所在支路的等效電阻，從而減弱了電源電壓波動對該節(jié)點電壓的影響，提高了電源抑制比。圖8所示為誤差放大器A1的原理圖，該誤差放大器使用折疊共源放大結構。輸入跨導級為雙極型NPN管，可以降低放大器失調與噪聲帶來的影響。此外，還需要注意的是，在有誤差放大器的基準電路中，正反饋環(huán)路與負反饋環(huán)路是同時存在的，如圖 6所示，M2、R2、Q2所在支路是負反饋，而 M1、Q1所在支路則是正反饋。為了保證電路穩(wěn)定性，需要使該系統(tǒng)總體上表現為負反饋，因此負反饋系數應該大于正反饋系數。在本設計中，R2與Q2的導通電阻1/gm2的和大于Q1的導通電阻1/gm1，使電路的穩(wěn)定性得到了保證。

圖7 二階溫度補償后的輸出電壓隨溫度變化曲線

圖8 誤差放大器A1原理圖

2 版圖與仿真結果

帶隙基準電壓源使用SMIC 0.18 μm MIXIC工藝、1.8 V電源電壓。為了減小失配，對電阻和晶體管使用共質心結構，印制版的尺寸為 802 μm×320 μm。 圖 9所示為該帶隙基準電壓源在-50℃～125℃范圍內的溫度系數與溫度的關系曲線。從圖中可以看出，低于-20℃時，溫度系數偏高，但是從圖7的輸出參考電壓值來看，其絕對誤差始終低于0.25 mV。在-20℃～125℃范圍內，該帶隙基準的溫度系數始終保持在4 ppm/°C以內，平均溫度系數低于6 ppm/℃。圖10給出了該基準電路的電源抑制比隨頻率變化的曲線，在低頻時，該電路具有99 dB的電源抑制比，可以有效抑制電源波動對輸出參考電壓產生的影響。

圖9 帶隙基準電壓源在-50℃～125℃范圍內的溫度系數與溫度的關系曲線

圖10 帶隙基準電壓源的電源抑制比隨頻率變化曲線

本文提出一種基于使用SMIC 0.18 μm MIXIC工藝，應用于發(fā)動機控制芯片的帶隙基準電壓源電路，該電路在一階電流型帶隙基準源基本結構的基礎上，使用不同溫度系數的電阻進行了簡單有效的二階溫度系數補償。該基準電壓源在-50℃～125℃溫度范圍內，輸出參考電壓誤差小于0.25 mV，低頻時電源抑制比可以達到99 dB。該基準電路具有良好的溫度穩(wěn)定性與抗電源干擾能力，其在發(fā)動機控制芯片中有很好的應用價值。

[1]JOHNS D，MARTIN K.Analog integrated circuit design[M].Wiley，1997.

[2]BANBA H， SHIGA H， UMEZAWA A， et al.A CMOS bandgap reference circuit with sub-1-V operation[J].IEEE Journal of Solid-State Circuits， 1999，34：670-674.

[3]LEUNG K N， MOK P K T.A sub-1-V 15-ppm/℃ CMOS bandgap voltage reference without requiring low threshold voltage device[J].IEEE Journal of Solid-State Circuits，2002，37：526-530.

[4]Xing Xinpeng， Li Dongmei， Wang Zhihua.A novel CMOS current mode bandgap reference[J].Journal of Semiconductors，2008， 29(7)： 1249-1253.

[5]盛慶華，張亞君，王紅義.一種線性補償的帶隙基準電路[J].微電子學與計算機，2007，24(1)：167-172.