基于Z網(wǎng)絡(luò)的升降壓DC/DC變換器

齊鉑金 杜 青 張 瑾 馬 駿

(北京航空航天大學(xué) 機(jī)械工程及自動(dòng)化學(xué)院，北京 100191)

基于Z網(wǎng)絡(luò)的升降壓DC/DC變換器

齊鉑金 杜 青 張 瑾 馬 駿

(北京航空航天大學(xué) 機(jī)械工程及自動(dòng)化學(xué)院，北京 100191)

基本的非隔離型升降壓電路存在由二極管反向恢復(fù)帶來(lái)的短路環(huán)問(wèn)題.設(shè)計(jì)了一種基于Z網(wǎng)絡(luò)的升降壓DC/DC變換器，從電路結(jié)構(gòu)上避免了短路環(huán)的存在，分析了Z網(wǎng)絡(luò)和變換器的初始態(tài)階躍響應(yīng)，并設(shè)計(jì)了預(yù)充電電路，消除了變換器啟動(dòng)時(shí)的電壓和電流尖峰，討論了工作在電感電流連續(xù)模式(CCM，Current Continuous Mode)下的3種開(kāi)關(guān)模態(tài)并分析了其工作原理，依照效率最優(yōu)原則對(duì)升壓和降壓模式的開(kāi)關(guān)模態(tài)進(jìn)行簡(jiǎn)化，從而優(yōu)化了變換器的控制方法，提出了一種通過(guò)合理選擇電感電流紋波系數(shù)確保變換器工作在CCM模式下的方法，給出了各元器件的設(shè)計(jì)規(guī)則，并通過(guò)仿真和實(shí)驗(yàn)加以驗(yàn)證，結(jié)果與理論分析相吻合.

升降壓變換器;二極管反向恢復(fù);Z源;電感電流連續(xù)模式

升降壓變換器作為一種基本的拓?fù)漕愋蛷V泛應(yīng)用于各類電源產(chǎn)品之中.常見(jiàn)的升降壓變換器拓?fù)浒ǜ綦x型全橋、半橋變換器和非隔離型Buck與 Boost級(jí)聯(lián)、Boost與 Buck級(jí)聯(lián)、Buck-Boost和Cuk變換器等.在對(duì)效率要求較高的場(chǎng)合，非隔離型變換器更受青睞.上述4種非隔離變換器有各自的優(yōu)點(diǎn)和不足:級(jí)聯(lián)型變換器保持了單一Boost和Buck電路高變換效率的特點(diǎn)，輸出電壓與輸入電壓始終同向，開(kāi)關(guān)元件應(yīng)力較低，但其前后兩級(jí)存在耦合關(guān)系，即前一級(jí)的輸出為后一級(jí)的輸入，當(dāng)輸出電壓目標(biāo)值接近輸入電壓時(shí)，前后級(jí)切換頻繁易使系統(tǒng)產(chǎn)生振蕩，雖然文獻(xiàn)［1］采用一種按照輸出電壓和輸入電壓的大小關(guān)系分段控制的策略，但ΔV受穩(wěn)定性和穩(wěn)態(tài)精度的限制而很難確定.Buck-Boost和Cuk變換器對(duì)電路拓?fù)溥M(jìn)行了優(yōu)化，減少了開(kāi)關(guān)管的數(shù)量，解決了由于前后兩級(jí)耦合關(guān)系而引起的振蕩問(wèn)題，使得控制更為方便，但其輸出電壓與輸入電壓反向，開(kāi)關(guān)元件電壓電流應(yīng)力較前兩者都增大了許多.此外，這4種非隔離變換器都存在著一個(gè)共同的問(wèn)題:由二極管反向恢復(fù)造成短路環(huán)的問(wèn)題.在功率變換的過(guò)程中，這4種變換器都引入了功率二極管續(xù)流，實(shí)際使用中的二極管并非理想器件，PN結(jié)在由導(dǎo)通變?yōu)榻刂範(fàn)顟B(tài)過(guò)程中，存在反向恢復(fù)現(xiàn)象，此時(shí)二極管存在短時(shí)反向?qū)顟B(tài)，易與換流的開(kāi)關(guān)管、電容構(gòu)成短路環(huán)，產(chǎn)生很大的電流尖峰，這會(huì)引起二極管損耗增大，電路效率降低以及電磁干擾增加等問(wèn)題，嚴(yán)重時(shí)甚至?xí)斐啥O管失效損壞.這一問(wèn)題在大功率電源中更加突出，在工程應(yīng)用中必須引起重視.

為解決二極管反向恢復(fù)問(wèn)題，國(guó)內(nèi)外的學(xué)者對(duì)此展開(kāi)了大量的研究，并形成了一些解決方案.文獻(xiàn)［2］比較了幾種常用的解決方案，阻容(RC，Resistance and Capacitance)吸收、串入飽和電抗器和軟開(kāi)關(guān)，并指出采用RC吸收電路二極管反向恢復(fù)的電壓毛刺與振蕩還是比較明顯;而采用軟開(kāi)關(guān)方法，由于電路中雜散參數(shù)的影響，二極管關(guān)斷過(guò)程中電壓波形還有振蕩，相比之下串入飽和電抗器對(duì)二極管反向恢復(fù)抑制效果最好.串入飽和電抗器相當(dāng)于增加二極管回路的串聯(lián)電感，此串聯(lián)電感在小電流時(shí)起作用，大電流時(shí)飽和，確實(shí)可以抑制二極管關(guān)斷時(shí)的電流尖峰，然而它又會(huì)帶來(lái)二極管開(kāi)通時(shí)電壓尖峰過(guò)高的問(wèn)題，易造成與之換流的開(kāi)關(guān)管過(guò)壓擊穿［3］，因此主電路中還需添加鉗位緩沖電路，以限制電壓尖峰，增加了電路的復(fù)雜度.文獻(xiàn)［4］提出了一種獨(dú)特的阻抗源網(wǎng)絡(luò)(Z網(wǎng)絡(luò))，Z網(wǎng)絡(luò)的引入彌補(bǔ)了傳統(tǒng)電壓源或電流源只能升壓或只能降壓，不可能是升/降壓型變換器的不足，其二端口的輸出端可以根據(jù)需求在任一時(shí)刻短路或者開(kāi)路，實(shí)現(xiàn)升壓或降壓功能，大大增強(qiáng)了拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的靈活性和可靠性.而國(guó)內(nèi)外對(duì)于Z網(wǎng)絡(luò)的研究大多集中在DC/AC領(lǐng)域［5－9］，對(duì)其在 DC/DC變換器中應(yīng)用鮮有涉及.本文針對(duì)Z網(wǎng)絡(luò)可允許引入直通狀態(tài)的獨(dú)特特性，設(shè)計(jì)了一種升降壓DC/DC變換器，克服了換流時(shí)由二極管反向恢復(fù)造成的短路環(huán)問(wèn)題.

1 Z源升降壓變換器拓?fù)?/h2>

短路環(huán)主要出現(xiàn)在由二極管、開(kāi)關(guān)管、電容或電源組成的環(huán)路中，當(dāng)開(kāi)關(guān)管由截止轉(zhuǎn)為導(dǎo)通，二極管由導(dǎo)通轉(zhuǎn)為截止的瞬間，二極管相當(dāng)于短路狀態(tài)，此時(shí)開(kāi)關(guān)管、二極管、電容或電源構(gòu)成回路，電容或電源相當(dāng)于被短路，此時(shí)回路中將流過(guò)很大的電流尖峰，導(dǎo)致二極管或開(kāi)關(guān)管過(guò)流燒毀.要解決短路環(huán)造成的器件過(guò)流失效，一種方案是在原有的環(huán)路中添加感性元件對(duì)d i/d t加以限制，另一種方案是在電路設(shè)計(jì)時(shí)就避免出現(xiàn)類似的環(huán)路，本文采用第2種方案.

1.1 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

Z源升降壓變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)見(jiàn)圖1:該變換器可以看成Z源與Buck變換器的結(jié)合.將Z網(wǎng)絡(luò)添加到輸入電源與開(kāi)關(guān)管S1之間，并用開(kāi)關(guān)管S2替代續(xù)流二極管;二極管D用以防止Z網(wǎng)絡(luò)升壓時(shí)電流倒灌入輸入電源;Z網(wǎng)絡(luò)由L1，L2和C1，C2組成，且電感感量L1=L2，電容容量C1=C2，以保證網(wǎng)絡(luò)的對(duì)稱性.Z網(wǎng)絡(luò)的加入，避免了Buck電路中由開(kāi)關(guān)管、續(xù)流二級(jí)管和輸入電源構(gòu)成的短路環(huán)，LC這種獨(dú)特的X型連接方式使得變換器拓?fù)渲腥我猸h(huán)路都包含有感性元件，可以有效地抑制S1和S2換流時(shí)產(chǎn)生的電流尖峰.此外，還可以通過(guò)控制S1和S2的驅(qū)動(dòng)使兩只開(kāi)關(guān)管同時(shí)導(dǎo)通，人為地將Z網(wǎng)絡(luò)輸出端短路，以實(shí)現(xiàn)變換器升壓功能.

圖1 Z源升降壓DC/DC變換器拓?fù)?/p>

1.2 電路初始態(tài)討論

電路的初始態(tài)與其后續(xù)的工作狀態(tài)有著緊密的聯(lián)系，在分析各開(kāi)關(guān)模態(tài)前有必要先加以討論.

1.2.1 Z 網(wǎng)絡(luò)階躍響應(yīng)

首先分析Z網(wǎng)絡(luò)輸出端開(kāi)路，電源突然加載到Z網(wǎng)絡(luò)輸入端時(shí)的階躍響應(yīng).假定電源加載前LC未儲(chǔ)能，即電感電流 iL1=iL2=0，電容電壓vC1=vC2=0.當(dāng)t=0時(shí)刻突然加載，此時(shí)輸入側(cè)二極管導(dǎo)通(忽略其導(dǎo)通壓降)，電感L1和L2儲(chǔ)能，同時(shí)電容C1和C2充電，等效電路如圖2所示.此時(shí)L1C2和L2C1分別與電源組成串聯(lián)電阻電感電容(RLC，Resistance Inductance and Capacitance)電路(R=0)，由于Z網(wǎng)絡(luò)參數(shù)的對(duì)稱性，兩回路階躍響應(yīng)相同，只分析其中一路.由基爾霍夫電壓定律可知:

由式(3)可知，vC2max=2Vin(當(dāng)時(shí)).由于輸入二極管D的反向阻斷作用，當(dāng)時(shí)電容C2的電壓將維持此值不變.可見(jiàn)，Z網(wǎng)絡(luò)在未儲(chǔ)能情況下突然加載輸入電源電容將承受2倍輸入電壓的沖擊.同樣啟動(dòng)時(shí)也會(huì)產(chǎn)生較高的電流尖峰，分析方法類似，不再贅述.

1.2.2 升降壓變換器的階躍響應(yīng)

假定電源加載前LC未儲(chǔ)能.由于Z網(wǎng)絡(luò)輸出端接有開(kāi)關(guān)管S1和S2，當(dāng)電源在t=0－時(shí)突然加載，由于S1，S2存在反并聯(lián)的寄生二極管，為電容C1的負(fù)極到C2的正極提供單向通路，使得電源優(yōu)先從阻抗較小的回路(Vin+→C1→S2→S1→C2→Vin－)為電容C1和C2充電，等效電路如圖3所示.此時(shí)流過(guò)C1，C2的電流尖峰很大，電容電壓在很短的時(shí)間內(nèi)被充到0.5Vin.當(dāng)t=0+時(shí)寄生二極管截止，電源繼續(xù)通過(guò)電感L1和L2為電容 C2和C1充電，變換器的電容電壓的響應(yīng)與Z網(wǎng)絡(luò)開(kāi)路時(shí)的階躍響應(yīng)相似，只是此時(shí)電容電壓的初值變化了:vC1(0+)=vC2(0+)=0.5Vin，此時(shí)式(3)更新為

同時(shí)vC2max=1.5Vin(當(dāng)時(shí)).電容電壓仍舊高于輸入電壓，但比Z網(wǎng)絡(luò)開(kāi)路時(shí)低.

圖3 變換器起始狀態(tài)等效電路

1.2.3 升降壓變換器預(yù)充電設(shè)計(jì)

從上述分析不難發(fā)現(xiàn)，未儲(chǔ)能的Z網(wǎng)絡(luò)在啟動(dòng)時(shí)會(huì)帶來(lái)較大的電壓和電流尖峰，如果在設(shè)計(jì)時(shí)忽略了初始態(tài)的分析，變換器啟動(dòng)時(shí)很可能會(huì)

造成電路中元?dú)饧膿p壞.因此必須采取有效的措施對(duì)其加以抑制.事實(shí)上，根據(jù)式(3)和式(4)可以得出

圖4 預(yù)充電原理圖

1.3 電感電流連續(xù)模式下的開(kāi)關(guān)模態(tài)分析

為分析電感電流連續(xù)模式(CCM，Current Continuous Mode)下的穩(wěn)態(tài)特性，簡(jiǎn)化推導(dǎo)公式的的過(guò)程，下文中特作如下幾點(diǎn)假設(shè):開(kāi)關(guān)晶體管、二極管均是理想器件，可以快速的導(dǎo)通和截止，而且導(dǎo)通時(shí)壓降為0，截止時(shí)漏電流為0;電感電容是理想器件，電感工作在線性區(qū)而未飽和，寄生電阻為0，電容的等效串聯(lián)電阻為0;電容電壓中的紋波電壓與穩(wěn)態(tài)電壓的比值小到允許忽略，即可以用電容的穩(wěn)態(tài)電壓代替動(dòng)態(tài)變化的電壓;假定變換器中電感L1，L2和L3均工作在連續(xù)模式下.電路的初始態(tài)為預(yù)充電后的狀態(tài)，此時(shí)控制開(kāi)關(guān)管S1和S2的導(dǎo)通和關(guān)斷，可以使變換器工作在3種開(kāi)關(guān)模態(tài)，如圖5所示.

模態(tài)1 S1和S2同時(shí)導(dǎo)通，將Z網(wǎng)絡(luò)二端口輸出側(cè)短路，同時(shí)S2的寄生二極管導(dǎo)通，與L3，C3和RL構(gòu)成回路，實(shí)現(xiàn)續(xù)流.由文獻(xiàn)［4］可知，此時(shí)各點(diǎn)電壓關(guān)系如式(6)所示.考慮Z網(wǎng)絡(luò)的對(duì)稱性，本文只討論電感L1和電容C1的電壓和電流，電感L2和電容C2工作狀態(tài)與L1和C1相同.由于vd=2VC1＞Vin，輸入側(cè)二極管D反向截止.

圖5 開(kāi)關(guān)模態(tài)分析

模態(tài)2 S1導(dǎo)通S2關(guān)斷，Z網(wǎng)絡(luò)二端口輸出側(cè)與LC低通濾波器相連，輸入側(cè)二極管D導(dǎo)通，同時(shí)S2的寄生二極管截止，此時(shí)各點(diǎn)電壓關(guān)系為

模態(tài)3 S1和S2同時(shí)關(guān)斷，Z網(wǎng)絡(luò)二端口輸出側(cè)與LC低通濾波器斷開(kāi)，輸入側(cè)二極管D導(dǎo)通，輸出側(cè)流過(guò)電感L3電流通過(guò)S2的寄生二極管續(xù)流，此時(shí)各點(diǎn)電壓關(guān)系如式(8)所示.

為了避免不必要的導(dǎo)通損耗和開(kāi)關(guān)損耗，欲使變換器工作在升壓狀態(tài)，只需要使變換器工作在模態(tài)1和模態(tài)2，即d2=1－d1，此時(shí)變換器通過(guò)將Z網(wǎng)絡(luò)短路實(shí)現(xiàn)升壓，通過(guò)輸出LC低通濾波器濾除高頻分量.變換器的升壓比為

欲使變換器工作在降壓狀態(tài)，只需要使變換器工作在開(kāi)關(guān)模態(tài)2和開(kāi)關(guān)模態(tài)3，即d1=0，此時(shí)Z網(wǎng)絡(luò)沒(méi)有引入直通模態(tài)，不提供升壓，Z網(wǎng)絡(luò)輸出側(cè)的電壓等于輸入側(cè)電壓，即Vi=Vin.此時(shí)變換器可以忽略Z網(wǎng)絡(luò)的存在，等效為Buck電路，有

2 電感電流連續(xù)條件討論

如前所述，在假定變換器中電感L1，L2和L3均工作在連續(xù)模式的前提下，Z源升降壓DC/DC變換器可以工作在以上3種開(kāi)關(guān)模態(tài).但當(dāng)電感電流出現(xiàn)斷續(xù)情況(即DCM模式)時(shí)，將會(huì)產(chǎn)生新的開(kāi)關(guān)模態(tài)，這使得變換器的工作狀態(tài)更為復(fù)雜，第1節(jié)得出的式(9)～式(11)也將不再適用，更重要的是DCM模式會(huì)增大變換器的開(kāi)關(guān)應(yīng)力，還有可能產(chǎn)生意想不到的諧波［7］，因此在設(shè)計(jì)時(shí)希望避免DCM模式出現(xiàn).文獻(xiàn)［7］給出了當(dāng)Z網(wǎng)絡(luò)電感感量較小或者負(fù)載功率因數(shù)較低時(shí)Z源變換器出現(xiàn)的5種開(kāi)關(guān)模態(tài)，并指出其CCM臨界條件為在非直通模式下需保證iin＞0.本文提出的Z源升降壓變換器中電感L1和L2電流連續(xù)條件與基本Z源變換器相同，即也需要確保模態(tài)2和模態(tài)3中iin＞0.此外，還應(yīng)考慮電感L3電流連續(xù)的問(wèn)題.本節(jié)將在變換器升壓和降壓時(shí)分別對(duì)電感的工作狀態(tài)展開(kāi)探討.

2.1 升壓模式

如前所述，當(dāng)變換器升壓時(shí)，只工作在模態(tài)1和模態(tài)2.在模態(tài)1中，由式(6)可知，由于vL1=VC1＞0，電感 L1儲(chǔ)能，流過(guò)電感 L1的電流線性增加.流過(guò)電感L3的電流通過(guò)S2的寄生二極管續(xù)流，由于 vL3= －VC3＜3，電感 L3放電，和電容 C3同時(shí)為負(fù)載提供能量，電感L3的電流線性下降;在模態(tài)2中，由于電容 C1電壓［4］Vin，由式(7)可知電感 L1電壓 vL1=Vin－VC1＜0，流過(guò)電感L1的電流線性下降.同樣，由式(7)和式(10)可知，電感L3儲(chǔ)能，電容C3充電，電感L3的電流線性增加.此時(shí)輸入電流iin，輸出電流io，和電感電流iL1和iL2有如下關(guān)系:

式中，IL1和IL3表示電感電流的周期平均值;Iin表示輸入電流的周期平均值.則臨界條件可以相應(yīng)轉(zhuǎn)化為

設(shè)變換器效率為1，結(jié)合式(10)，式(15)可以轉(zhuǎn)化成:

以上看到的所有這些例子使得D.17,1,5 pr.-1(保羅：《告示評(píng)注》第32卷)的斷言愈發(fā)清晰：受委任人有義務(wù)謹(jǐn)守所受委任的界限，否則，發(fā)生債務(wù)的不履行，并須承擔(dān)相應(yīng)責(zé)任。

由式(16)可知，不等號(hào)左側(cè)最小值為1，可以推出

只要保證式(17)成立，就可以使變換器升壓時(shí)電感L1，L2和L3始終工作在CCM模式下.式(17)給出的紋波系數(shù)范圍小于通常理解的Ki＜1/2，主要是由于L1，L2和L3選用了相同的紋波系數(shù)以簡(jiǎn)化計(jì)算，并且在升壓模式下，模態(tài)2結(jié)束時(shí)恰好電感電流iL1到達(dá)最小值，電感電流iL3達(dá)到最大值，從而導(dǎo)致紋波系數(shù)的范圍縮小了.

2.2 降壓模式

當(dāng)變換器降壓時(shí)，只工作在模態(tài)2和模態(tài)3.在模態(tài)2中，由于沒(méi)有直通狀態(tài)的引入，電容電壓VC1=Vin，電感電壓vL1=Vin－VC1=0，電感電流iL1保持不變，此時(shí)要求iin=2iL1－iL3＞0.電感 L3工作模式與升壓時(shí)相同，iL3線性增加;在模態(tài)3中，電感L1工作模式保持不變，由于vL3=－VC3＜0，電感L3電流線性下降.由于Z網(wǎng)絡(luò)輸出端與LC低通濾波器斷開(kāi)，此時(shí)要求iin=2iL1＞0.從上述分析可得出，電感電流iL1在整個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)保持不變，即有iL1=IL1=Iin，因此模態(tài)3中輸入電流iin大于模態(tài)2，只需要保證iL1＞0.5iL3即能保證電感L1和L2工作在CCM下.同樣，設(shè)電感L3電流的紋波系數(shù)為Ki，變換器效率為1，則臨界條件轉(zhuǎn)化為

由上式可以得出，降壓模式下d2有下限值，且與Ki的選取有關(guān).此外為了保證電感L3工作在CCM下，要求 Ki＜0.5.

從以上分析可以得出，本文提出的升降壓變換器工作在CCM下，其降壓范圍有一定的限制，最低也只能大于輸入電源的一半.此外，通過(guò)合理的選擇電感紋波系數(shù)就可以保證變換器升壓和降壓時(shí)都工作在CCM下.

3 電路參數(shù)設(shè)計(jì)原則

本節(jié)將給出CCM下電路中各元器件選取原則，方便設(shè)計(jì)者參考.選定電感電流紋波系數(shù)為Ki，電容電壓紋波系數(shù)為 Kv，則

電感L1和L2額定電流參考:

其中P為輸出功率.感量可以參考:

依照文獻(xiàn)［8］，L1和L2可以選用差模耦合電感以縮小體積.

電容C1和C2耐壓值參考:

電容容值參考:

電感L3額定電流參考:

電感感量需分別計(jì)算升壓和降壓兩種模式后取最大值:

輸入側(cè)二極管D、開(kāi)關(guān)管S1和S2峰值電流參考:

耐壓值參考:

4 仿真與實(shí)驗(yàn)

本節(jié)采用Matlab/simulink為仿真工具，對(duì)變換器升降壓性能加以驗(yàn)證，主電路參數(shù)設(shè)計(jì)如下:L1=L2=600μH，C1=C2=2 200μF，L3=400μH，C3=80μF，負(fù)載采用電阻模擬，取RL=10Ω，開(kāi)關(guān)頻率選定20 kHz.仿真和實(shí)驗(yàn)對(duì)比見(jiàn)圖6～圖8.

圖6中開(kāi)關(guān)管S1和S2同時(shí)工作，d1=30%，d2=50%，輸入電壓 Vin=40 V，可以看出，vCE1完全受控于P1，vCE2受P1和P2共同控制，與模態(tài)分析相符;圖7中變換器處于降壓模式，S1工作S2截止，d1=0，d2=80%，Vin=120V，此時(shí)輸出電壓 Vo實(shí)測(cè)值為93.7V，略低于理論值;圖8中變換器處于升壓模式，S1完全導(dǎo)通S2正常工作，d1=30%，d2=70%，Vin=50 V，此時(shí)輸出電壓Vo實(shí)測(cè)值為82.5 V，略低于理論值.考慮開(kāi)關(guān)管、二極管和引線、電感串聯(lián)電阻等損耗問(wèn)題，實(shí)驗(yàn)結(jié)果基本與理論值吻合，仿真和實(shí)驗(yàn)取得了較好的一致性.

5 結(jié)論

本文設(shè)計(jì)了一種基于Z網(wǎng)絡(luò)的升降壓DC/DC變換器，從電路結(jié)構(gòu)上避免了短路環(huán)的存在.討論了變換器的初始態(tài)并設(shè)計(jì)了預(yù)充電電路，避免了啟動(dòng)時(shí)的電壓電流尖峰.分析了CCM模式下變換器的開(kāi)關(guān)模態(tài)和控制方法，并優(yōu)化了控制策略，提出了一種通過(guò)合理選擇電感紋波系數(shù)確保變換器工作在CCM模式下的方法，并給出了各元器件的設(shè)計(jì)規(guī)則.從仿真和實(shí)驗(yàn)可以看出，調(diào)節(jié)變換器的直通和斬波占空比可以實(shí)現(xiàn)升降壓變換，結(jié)果與理論分析相吻合.該變換器在CCM下降壓范圍有一定的限制，只能適用于輸入輸出占空比大于50%的場(chǎng)合.

References)

［1］彭力，段善旭，康勇，等.新型大功率升降壓型DC/DC變換器控制方案研究［J］.船電技術(shù)，1999(5):4 －7 Peng Li，Duan Shanxu，Kang Yong，et al.A novel control strategy of high-power buck-boost DC/DC converter［J］.Chinese Journal of Ship Power Technology，1999(5):4 －7(in Chinese)

［2］胡進(jìn)，呂征宇.抑制功率二極管反向恢復(fù)幾種方案的比較［J］.電源技術(shù)應(yīng)用，2004，7(8):476 －479 Hu Jin，Lü Zhengyu.Comparison of several schemes for inhibiting power diode reverse recovery［J］.Chinese Journal of Power Supply Technologies and Applications，2004，7(8):476 － 479(in Chinese)

［3］汪殿龍.燃料電池車用大功率DC/DC變換器及其應(yīng)用研究［D］.北京:北京航空航天大學(xué)機(jī)械工程及自動(dòng)化學(xué)院，2007 Wang Dianlong.A study on high power DC/DC converter and implementation for fuel cell electric vehicles［D］.Beijing:School of Mechanical Engineering and Automation，Beijing University of Aeronautics and Astronautics，2007(in Chinese)

［4］ Peng F Z.Z-source inverter［J］.IEEE Transactions on Industry Applications，2003，2(39):504 －510

［5］ Shen M，Joseph M A，Wang J，et al.Comparison of traditional inverters and Z-source inverter for fuel cell vehicles［J］.IEEE Transactions on Power Electronics，2007，4(22):1453 －1463

［6］ Peng F Z，Shen M S，Qian ZM.Maximum constant boost control of the Z-source inverter［J］.IEEE Transactions on Power Electronics，2005，4(20):833 － 838

［7］ Shen M S，Peng F Z.Operation modes and characteristics of the Z-source inverterwith small inductance［C］//Conference Record of the 2005 IEEE Industry Applications Conference Piscataway，NJ:IEEE，2005:1253 －1260，2980

［8］ Peng F Z.Z-source networks for power conversion［C］//IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition.Piscataway，NJ:IEEE，2008:1258 －1265，2020

［9］ Shen M S，Joseph A，Huang Y，et al.Design and development of a 50kW Z-source inverter for fuel cell vehicles［C］//IPEMC 2006:CES/IEEE 5th International Power Electronics and Motion Control Conference.Piscataway，NJ:IEEE，2007:1076 －1080，2047

(編 輯:文麗芳)

Novel buck-boost converter based on Z-source

Qi Bojin Du Qing Zhang Jin Ma Jun

(School of Mechanical Engineering and Automation，Beijing University of Aeronautics and Astronautics，Beijing 100191，China)

Basic non-isolated buck-boost circuit exists the problem of short-circuit ring caused by the diode's reverse recovery.A buck-boost DC/DC converter based on Z-sourse was designed.The presence of short-circuit ring was avoided from the circuit structure.The step response of initial state of the Z-network and the converter were discussed.The pre-charge circuits was also designed.The voltage and current spikes when the converter started were also eliminated.The three operation modes and operation theory of the converter was analysed when it worked in the situation of inductor current continuous mode(CCM).The operation modes of the boost and buck mode were simplified according to the principles of optimal efficiency，thereby the control strategy was also optimized.A method was presented to ensure the converter worked in CCM through choosing the reasonable inductor ripple factor.The design rules of the components was also given.Smulation and experimental results coincide with the theoretical analysis.

buck-boost converter;diode reverse recovery;Z-source;CCM(current continuous mode)

TM 46

A

1001-5965(2011)06-0658-07

2010-04-29

國(guó)家863計(jì)劃資助項(xiàng)目(2006AA11A145)

齊鉑金(1963 －)，男，湖南湘潭人，教授，qbj@buaa.edu.cn.