PWM 逆變器相電流重構(gòu)研究與誤差分析

馬鴻雁 孫 凱 魏 慶 黃立培

(1.清華大學(xué)電力系統(tǒng)及大型發(fā)電設(shè)備安全控制與仿真國家重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室 北京 100084 2.北京建筑工程學(xué)院電信學(xué)院 北京 100044)

1 引言

大型公共建筑中的耗能大戶是空調(diào)和電梯系統(tǒng)，據(jù)調(diào)查全國三星級(jí)酒店每年空調(diào)和電梯兩項(xiàng)耗電量占城市耗電量的 1/3[1]。永磁同步電動(dòng)機(jī)（PMSM）因其具有溫升低、體積小、重量輕、損耗小、壽命長、效率高和節(jié)電效果明顯等優(yōu)點(diǎn)，廣泛應(yīng)用于節(jié)能空調(diào)系統(tǒng)的壓縮機(jī)和節(jié)能電梯系統(tǒng)的曳引電動(dòng)機(jī)[2-3]。三相電壓源型逆變器供電的永磁同步電動(dòng)機(jī)矢量控制系統(tǒng)，采用空間矢量脈寬調(diào)制技術(shù)（SVPWM）時(shí)，逆變器輸出線電壓基波峰值為直流母線電壓Udc[4]，具有較高的電壓利用率。為了獲得較好的電動(dòng)機(jī)控制性能和確保系統(tǒng)安全，永磁同步電動(dòng)機(jī)矢量控制系統(tǒng)需要4 個(gè)電流傳感器。電壓源逆變裝置交流側(cè)加裝3 個(gè)交流電流傳感器進(jìn)行電流閉環(huán)控制，直流側(cè)加裝1 個(gè)直流電流傳感器測(cè)量直流母線電流進(jìn)行過載保護(hù)和直流短路保護(hù)。為了降低系統(tǒng)成本，減小變頻裝置的體積，無交流電流傳感器控制策略不斷被提出。利用整流器數(shù)學(xué)模型重構(gòu)交流電流的方法，開關(guān)信號(hào)輸出通過查表實(shí)現(xiàn)[5]。利用一個(gè)直流側(cè)電流傳感器估計(jì)逆變器輸出相電流的方法即相電流重構(gòu)方法[6-11]。其中簡 單、易實(shí)現(xiàn)的方法為修改開關(guān)狀態(tài)的電流重構(gòu)方 法[9-11]，即通過修改逆變器開關(guān)狀態(tài)分布來確保每個(gè)控制周期可采樣到兩相交流電流值，并根據(jù)三相電流和為零的特點(diǎn)來計(jì)算第三相電流值。但兩相電流不是同一時(shí)間采樣得到，對(duì)重構(gòu)出的電流造成一定的誤差。

本文研究了修改開關(guān)狀態(tài)法，詳細(xì)分析了SVPWM 電壓源型逆變器重構(gòu)電流誤差產(chǎn)生的原因，提出了一些解決方案。并通過三相全橋逆變器供電的永磁同步電動(dòng)機(jī)矢量控制系統(tǒng)進(jìn)行了驗(yàn)證。

2 相電流重構(gòu)方法

2.1 相電流重構(gòu)的基本原理

相電流重構(gòu)利用一個(gè)直流側(cè)電流傳感器間接檢測(cè)交流側(cè)的相電流，省去了3 個(gè)交流電流傳感器。SVPWM 電壓源型三相全橋逆變器共有8 種開關(guān)狀態(tài)，其中6 個(gè)為有效矢量，2 個(gè)為零矢量。圖1 所示開關(guān)狀態(tài)為（100）時(shí)直流側(cè)電流的流通路徑，此時(shí)直流側(cè)電流idc等于電動(dòng)機(jī)a 相電流ia，也等于b、c 相電流和的相反數(shù)，即

圖1 逆變器開關(guān)狀態(tài)為（100）的電流通路 Fig.1 Current circuit with inverter switching state (100)

逆變器開關(guān)狀態(tài)為（000）時(shí)直流側(cè)電流為0，不能反映交流側(cè)電流的任何信息。

相電流重構(gòu)的基本原理是通過在有效矢量作用期間檢測(cè)直流側(cè)電流獲得相應(yīng)的交流相電流。實(shí)際系統(tǒng)中，為了準(zhǔn)確檢測(cè)直流電流值，有效矢量作用時(shí)間必須持續(xù)一個(gè)最小采樣時(shí)間Tmin[8-9]。Tmin由死區(qū)時(shí)間Tdead、直流電流穩(wěn)定時(shí)間Tset和A/D 轉(zhuǎn)換時(shí)間TAD決定。

若有效矢量作用時(shí)間小于Tmin，則在其作用期間無法完成對(duì)直流電流的準(zhǔn)確采樣。當(dāng)調(diào)制比過低、參考矢量接近6 個(gè)有效矢量中的一個(gè)時(shí)，無法滿足對(duì)直流電流準(zhǔn)確采樣的要求。

2.2 修改開關(guān)狀態(tài)的相電流重構(gòu)方法

結(jié)合本文采用的DSP 控制器，通過修改PWM開關(guān)狀態(tài)來確保采樣要求。開關(guān)狀態(tài)修改方法應(yīng)遵循以下約束：一個(gè)周期內(nèi)有兩相交流電流可通過直流電流傳感器采樣到；修改后的開關(guān)狀態(tài)應(yīng)保持參考矢量的幅值和相角不變；修改后的開關(guān)狀態(tài)，即PWM 信號(hào)可用DSP 實(shí)現(xiàn)。

相電流重構(gòu)方法中，要滿足最小采樣時(shí)間的要求，SVPWM 的開關(guān)狀態(tài)的有效矢量作用時(shí)間必須大于Tmin；要使用七段式開關(guān)狀態(tài)分布且保證采樣要求，開關(guān)狀態(tài)持續(xù)時(shí)間須大于2Tmin。電流重構(gòu)時(shí)，當(dāng)有效矢量V1、V2的作用時(shí)間T1≥2Tmin、T2≥2Tmin，即可滿足采樣要求，不需要修改PWM 信號(hào)。在以下分析中令：

2.2.1 調(diào)制比過低

調(diào)制比過低時(shí)，參考電壓矢量Vr分解所得有效矢量V1、V2的作用時(shí)間太短，無法滿足交流電流的采樣要求。這時(shí)V1、V2的作用時(shí)間滿足T1＜2Tmin、T2＜2Tmin，可分為T1＜Tmin、T2＜Tmin，Tmin≤T1＜2Tmin、T2＜Tmin，Tmin≤T2＜2Tmin、T1＜Tmin，Tmin≤T1＜2Tmin、Tmin≤T2＜2Tmin四種情況。

以第一種情況為例進(jìn)行分析，T1、T2均小于Tmin，無法滿足采樣要求。根據(jù)式（3），具體調(diào)整方法如圖2 所示。首先將V1、V2的作用時(shí)間T1、T2修改為1T′=ΔT1+T1=Tmin、2T′=ΔT2+T2=Tmin以保證采樣要求。為了維持參考矢量不變，在V1、V2的反方向分別加入一個(gè)補(bǔ)償矢量V4、V5，其作用時(shí)間為T4=ΔT1、T5=ΔT2。各個(gè)矢量的持續(xù)時(shí)間為

開關(guān)狀態(tài)分布如圖3 所示。

圖2 調(diào)制比過低時(shí)開關(guān)狀態(tài)調(diào)整方法 Fig.2 Adjustment scheme of PWM signals at a low modulation index

圖3 低調(diào)制比時(shí)調(diào)整后的開關(guān)狀態(tài)分布 Fig.3 Switching state distribution of the adjusted PWM signals in case of a low modulation index

低調(diào)制比情況下，調(diào)整后的所有非零矢量的作用時(shí)間之和比調(diào)整前增加了2ΔT1+2ΔT2，并需相應(yīng)地減少T0。零矢量作用時(shí)間T0足夠長時(shí)，該修改方法可實(shí)現(xiàn)。

2.2.2 參考矢量接近有效矢量中的一個(gè)

圖4 中，參考矢量Vr接近有效矢量分接近V1和接近V2兩種情況。接近V1的作用時(shí)間為T1≥2Tmin、T2＜2Tmin；接近V2的作用時(shí)間為T1＜2Tmin、T2≥2Tmin，這時(shí)有T1＜Tmin、T2≥2Tmin和T1≥Tmin、Tmin≤T2＜2Tmin兩種情況。以參考矢量接近V2為例進(jìn)行分析，當(dāng)T1＜Tmin、T2≥2Tmin時(shí)，如圖4 所示，將 T1修改為1T′=ΔT1+T1=Tmin，同時(shí)將 T2修改為2T′=T2?ΔT1=T2+T1?Tmin。為了維持參考矢量大小和幅值不變，加入補(bǔ)償矢量V3，其作用時(shí)間為T3=ΔT1。因?yàn)閂2=V1+V3，因此修改后參考矢量大小和幅值仍然維持不變。各矢量作用時(shí)間為

開關(guān)狀態(tài)的分布如圖5 所示。

圖4 參考矢量接近有效矢量時(shí)的開關(guān)狀態(tài)調(diào)整方法 Fig.4 Adjustment scheme of PWM signals when the reference vector is close to one active vector

圖5 參考矢量接近有效矢量時(shí)調(diào)整后的開關(guān)狀態(tài)分布 Fig.5 Switching state distribution of the adjusted PWM signals when the reference vector is close to one active vector

調(diào)整后所有有效矢量的作用時(shí)間比調(diào)整前作用時(shí)間多了ΔT1，需要相應(yīng)地減小零矢量作用時(shí)間。因此T0必須足夠長，即其適用條件是

3 重構(gòu)相電流誤差分析

通過調(diào)整開關(guān)狀態(tài)分布，解決了低調(diào)制比、參考矢量接近有效矢量時(shí)電流無法重構(gòu)的問題。相電流重構(gòu)方法在一個(gè)控制周期內(nèi)，通過一個(gè)直流傳感器檢測(cè)到兩相交流電流，進(jìn)而重構(gòu)出第三相電流。三相交流電流參與了永磁同步電動(dòng)機(jī)矢量控制系統(tǒng)的電流閉環(huán)控制。實(shí)際系統(tǒng)中，為了獲得高性能控制效果，電流閉環(huán)需要精確控制，即需要精確的重構(gòu)電流。而重構(gòu)的交流電流，與實(shí)測(cè)的電流存在一定誤差，引起這一誤差的原因主要有：直流電流振蕩誤差，直流電流畸變誤差，直流電流偏置誤差，直流電流幅值誤差，采樣相位誤差和采樣延遲誤差等。

3.1 直流電流振蕩誤差

實(shí)現(xiàn)電流重構(gòu)前，首先對(duì)直流側(cè)電流進(jìn)行準(zhǔn)確檢測(cè)。當(dāng)有效矢量作用期間，直流側(cè)電流等于交流側(cè)某相電流；零矢量作用期間，直流側(cè)電流為零。因此在一個(gè)控制周期內(nèi)直流電流在不同值之間切換，理論上電流切換后，從一個(gè)值很快到達(dá)另一個(gè)值。圖6 上圖所示為實(shí)驗(yàn)中直流傳感器檢測(cè)到的直流側(cè)電流波形，開關(guān)管狀態(tài)改變電流切換時(shí)，經(jīng)過一段振蕩過程才達(dá)到穩(wěn)態(tài)。Tset過長，使得Tmin增大，在調(diào)制比低和參考矢量接近有效矢量時(shí)，影響了電壓利用率。為了減少對(duì)電壓利用率的影響，盡量減小Tset。

圖6 直流環(huán)節(jié)實(shí)驗(yàn)電流 Fig.6 Experimental results of DC-link current

實(shí)際系統(tǒng)主電路如圖7 所示，三相橋式逆變器和直流側(cè)電流傳感器之間，有一個(gè)濾波電容Cs，因此傳感器檢測(cè)的電流并非真正的交流相電流，而是相電流與濾波電容Cs電流的和。電流傳感器接入到電路中會(huì)使得直流環(huán)節(jié)存在一個(gè)引入電感，直流環(huán)節(jié)本身也存在雜散電感。緩沖電容和雜散電感之間，形成了一個(gè)類似濾波器的電路，對(duì)直流環(huán)節(jié)電流的精度造成影響。電容和電感之間能量交換使得直流環(huán)節(jié)電流發(fā)生振蕩，產(chǎn)生直流電流振蕩誤差，對(duì)直流環(huán)節(jié)電流過渡過程的快速性和平穩(wěn)性產(chǎn)生影響。

圖7 實(shí)際系統(tǒng)逆變器主電路圖 Fig.7 Main circuit of PWM-VSI

為了使直流環(huán)節(jié)電流在開關(guān)切換后快速穩(wěn)定到對(duì)應(yīng)的交流相電流，從而獲得一個(gè)準(zhǔn)確的檢測(cè)電流，應(yīng)盡可能在主電路設(shè)計(jì)中減小直流環(huán)節(jié)的雜散電感和引入電感，縮短直流側(cè)電流的穩(wěn)定時(shí)間Tset，從而可降低電流重構(gòu)所需的最小采樣時(shí)間Tmin。實(shí)際系統(tǒng)中采?。翰蓸狱c(diǎn)避開振蕩過程，多次采樣取平均值，重構(gòu)電流進(jìn)行一階慣性濾波等措施，有效地減小了振蕩誤差的影響。

3.2 直流電流畸變誤差

交流相電流的正確重構(gòu)，必須在一個(gè)控制周期內(nèi)，檢測(cè)出直流電流在不同交流相電流值間的變化。本文中控制周期為10kHz，一個(gè)控制周期內(nèi)直流電流在不同值之間進(jìn)行切換，因此為了能準(zhǔn)確地反映直流電流在一個(gè)控制周期內(nèi)的切換，應(yīng)選擇帶寬較大的直流側(cè)電流傳感器。為了研究主電路直流電流傳感器帶寬低造成直流電流損失了許多信息，引起了直流電流畸變，導(dǎo)致重構(gòu)電流的誤差，在不同傳感器帶寬設(shè)置下進(jìn)行仿真。仿真結(jié)果如圖8 所示。

圖8a 為傳感器帶寬無限制時(shí)電流仿真波形；圖8c 為帶寬20kHz 時(shí)的波形，與圖8a 相比，畸變嚴(yán)重，無法反映真實(shí)電流的信息，圖8b 為帶寬150kHz時(shí)的波形，在一個(gè)周期內(nèi)直流側(cè)電流在不同的值之間切換，與圖8a 所示吻合。

為了準(zhǔn)確檢測(cè)直流側(cè)電流，降低直流電流傳感器帶寬低引起的直流電流畸變誤差，減小重構(gòu)相電流的誤差，提高重構(gòu)電流的精度，應(yīng)盡可能選用截止頻率高、響應(yīng)快的直流電流檢測(cè)元件。本系統(tǒng)選用帶寬為150kHz 的直流側(cè)電流霍爾傳感器，減小了該類誤差。

圖8 電流傳感器不同帶寬時(shí)直流電流 檢測(cè)仿真波形 Fig.8 DC-link currents waveforms using current sensor with different bandwidth

3.3 直流電流偏置誤差

實(shí)際系統(tǒng)中，重構(gòu)的交流相電流與交流側(cè)實(shí)測(cè)相電流間存在一定的規(guī)律。在重構(gòu)電流的上半部分，重構(gòu)電流大于實(shí)測(cè)電流，在中間中部時(shí)兩者基本相等，而在下面部分時(shí)候，重構(gòu)電流卻小于實(shí)測(cè)電流。為了分析這一現(xiàn)象，進(jìn)行下列定義：

Ioffset：A/D 采樣值與實(shí)際值之間的偏差，Ioffset＞0；

IDCreal1：控制周期中第一個(gè)采樣時(shí)刻直流電流的實(shí)際值；

IDCsample1：控制周期中第一個(gè)采樣時(shí)刻直流電流的A/D 采樣值，IDCsample1=IDCreal1+Ioffset；

IDCreal2：控制周期中第二個(gè)采樣時(shí)刻直流電流的實(shí)際值；

IDCsample2：控制周期中第二個(gè)采樣時(shí)刻直流電流的A/D 采樣值，IDCsample2=IDCreal2+Ioffset；

IACreal1：實(shí)際的相電流；

IACrecs：重構(gòu)出的相電流。

根據(jù)本文中的電流重構(gòu)算法，分別進(jìn)行分析。

（1）相電流上面部分，電流等于第二個(gè)采樣點(diǎn)時(shí)刻的直流電流值，即IACreal=IDCreal2。重構(gòu)電流為：IACrecs=IDCsample2=IACreal+Ioffset＞IAcreal，因此在相電流上面部分，重構(gòu)電流比實(shí)際電流大。

（2）在相電流中間部分，相電流等于第二個(gè)采樣點(diǎn)時(shí)刻的直流電流值減去第一個(gè)采樣點(diǎn)處值，即IACreal=IDCreal2?IDCreal1。根據(jù)電流重構(gòu)算法重構(gòu)電流為：IACrecs=IDCsample2?IDCsample1=IDCreal2?IDCreal1=IACreal。這時(shí)重構(gòu)電流與實(shí)際電流是重合的。

（3）在相電流下面部分，相電流等于第二個(gè)采樣點(diǎn)處直流電流值的相反數(shù)，即IACreal=?IDCreal2。同理，IACrecs=?IDCsample2=IACreal?Ioffset＜IACreal。重構(gòu)電流比實(shí)際電流小。

根據(jù)以上分析可得，重構(gòu)電流與實(shí)測(cè)電流之間存在誤差的原因之一是A/D 采樣單元存在一個(gè)恒定直流偏差。為了驗(yàn)證，通過在直流側(cè)疊加1A 的直流電流進(jìn)行仿真，仿真結(jié)果如圖9 所示，細(xì)實(shí)線為實(shí)測(cè)電流，粗虛線為重構(gòu)電流，仿真結(jié)果與實(shí)際系統(tǒng)相同。引起這一現(xiàn)象的主要原因是A/D 采樣單元存在零漂和其精度較低。

圖9 直流電流偏置誤差時(shí)的相電流波形 Fig.9 Phase current waveforms under DC-link bias current error

為了消除該類誤差，在硬件設(shè)計(jì)時(shí)選用精度較高的A/D 采樣單元，也可以通過編制程序來消除。本文中采用程序來消除該類誤差的影響。通過先確定偏差大小，然后在程序中將采樣所得的電流值減去偏差大小，消除偏差帶來的影響。永磁同步電機(jī)矢量控制系統(tǒng)空載時(shí)電流幅值較小，偏差影響較為明顯。帶負(fù)載后，電流幅值增大，偏差影響減小。

3.4 采樣相位誤差

直流側(cè)檢測(cè)到的兩相電流在不同時(shí)刻采樣，因此第三相電流并不能根據(jù)三相電流和為零來計(jì)算，電流重構(gòu)算法本身存在誤差。下面分析采樣相位誤差對(duì)重構(gòu)電流精度影響，設(shè)第一次采樣為a 相電流，該時(shí)刻a 相電流相位角為γ。第二次采樣為b 相電 流，兩個(gè)采樣點(diǎn)間的相位差為Δθ（假設(shè)為固定值）。c 相電流通過a、b 兩相電流求得。以a 相電流采樣點(diǎn)為參考采樣點(diǎn)，假設(shè)對(duì)電流的采樣是準(zhǔn)確的，則第一次采樣得到a 相電流為：Icosγ，第二次采樣得到b 相電流為：Icos(θ ?2π/3?Δθ )。推導(dǎo)可得電流誤差上限

在實(shí)際控制系統(tǒng)中，為了減小采樣點(diǎn)相位差帶來的誤差，在確保采樣條件下，應(yīng)使兩次采樣點(diǎn)間相位差盡可能的小。簡單分析可知，在滿足采樣要求情況下，兩個(gè)采樣點(diǎn)之間最小相位差可控制為 2πf Tmin。因而最大電流誤差為

式中 f —電機(jī)運(yùn)行頻率；

Tmin—最小采樣時(shí)間；

I—交流電流最大值。 電動(dòng)機(jī)運(yùn)行頻率越低、最小采樣時(shí)間越小則電流重構(gòu)算法帶來誤差越小。

本系統(tǒng)中，當(dāng)電動(dòng)機(jī)運(yùn)行頻率為50Hz，最小采樣時(shí)間為10μs，ierr_max≈0.00314I。仿真模型中已經(jīng)考慮了該影響，從仿真結(jié)果可看出，該誤差對(duì)重構(gòu)相電流影響很小。

3.5 直流電流幅值誤差

實(shí)際系統(tǒng)中，控制部分采用數(shù)字信號(hào)處理器DSP，而直流側(cè)電流傳感器輸入模擬信號(hào)，為了滿足DSP A/D 單元的輸入要求，系統(tǒng)中設(shè)置了采樣調(diào)理電路對(duì)模擬信號(hào)進(jìn)行濾波、平移、偏置。采樣調(diào)理電路中電阻存在一定誤差，引起直流電流的幅值成比例放大或縮小，從而引起了重構(gòu)電流與實(shí)測(cè)電流之間的誤差。以直流電流幅值放大1.05 倍進(jìn)行仿真分析，圖10 中細(xì)實(shí)線為交流側(cè)實(shí)測(cè)相電流，粗虛線為重構(gòu)相電流，可以看出幅值系數(shù)為1.05 時(shí)重構(gòu)電流幅值是實(shí)測(cè)電流的1.05 倍。直流電流幅值誤差導(dǎo)致了交流重構(gòu)相電流與實(shí)測(cè)相電流之間存在幅值誤差。

圖10 直流電流幅值誤差時(shí)的相電流波形 Fig.10 Phase current waveforms under DC-link current amplitude error

為了消除該類誤差，可通過合理設(shè)計(jì)采樣調(diào)理電路，或者通過軟件來消除。本系統(tǒng)中通過先確定幅值系數(shù)，在程序中將采樣得到的電流值除以該幅值系數(shù)，消除該類誤差帶來的影響。

3.6 采樣延遲誤差

數(shù)字信號(hào)處理過程中，采樣延遲誤差與電流傳感器和A/D 單元的轉(zhuǎn)換速度和轉(zhuǎn)換精度有關(guān)。轉(zhuǎn)換速度取決于采樣頻率，25MHz 時(shí)的轉(zhuǎn)換速度為80ns。12 位A/D 單元的轉(zhuǎn)換精度比8 位提高了16倍。本系統(tǒng)中采用TMS320F2812 DSP，提高了轉(zhuǎn)換速度和轉(zhuǎn)換精度，降低了采樣延遲誤差對(duì)重構(gòu)電流的影響。

在實(shí)際系統(tǒng)中通過合理設(shè)計(jì)硬件電路和程序中校正等一系列的處理，可大大降低以上各種誤差的影響，從而提高重構(gòu)相電流的精度，提高了控制系統(tǒng)的性能。最小采樣時(shí)間減小，對(duì)電壓利用率的影響降低。負(fù)載情況下，電流幅值增大，重構(gòu)相電流誤差的影響相對(duì)降低，對(duì)電壓利用率的影響進(jìn)一步降低，控制系統(tǒng)性能相對(duì)提高。

4 實(shí)驗(yàn)研究

修改開關(guān)狀態(tài)的相電流重構(gòu)方法應(yīng)用于SVPWM 電壓源逆變器供電的永磁同步電動(dòng)機(jī)矢量控制系統(tǒng)，其控制框圖如圖11 所示。

圖11 永磁同步電動(dòng)機(jī)電流重構(gòu)矢量控制系統(tǒng)框圖 Fig.11 Block diagram of PMSM vector control system with single current sensor

實(shí)驗(yàn)平臺(tái)中，控制部分采用TMS320F2812 數(shù)字信號(hào)處理器（DSP），控制頻率為10kHz，最小采樣時(shí)間設(shè)置為12μs，死區(qū)時(shí)間為4.2μs。永磁同步電動(dòng)機(jī)極對(duì)數(shù) 2，d 軸電感 7.418mH，q 軸電感12.285mH，定子電阻0.618Ω，反電勢(shì)系數(shù)0.1128V/(rad/s)。實(shí)際系統(tǒng)中，采用了消除和減小重構(gòu)電流誤差的措施，實(shí)驗(yàn)結(jié)果如圖12 所示。

圖12 電機(jī)的相電流及線電壓波形 Fig.12 Experimental results

圖12 上圖所示為線電壓波形，下圖為相電流波形。采用直流側(cè)電流傳感器重構(gòu)出來的交流側(cè)相電流，與實(shí)際檢測(cè)到的交流側(cè)相電流很好地吻合。驗(yàn)證了重構(gòu)電流誤差消除和減小措施的有效性，及修改開關(guān)狀態(tài)的電流重構(gòu)方法的有效性和可行性。

5 結(jié)論

在SVPWM 逆變器供電的永磁同步電動(dòng)機(jī)矢量控制系統(tǒng)中，采用一個(gè)直流側(cè)電流傳感器重構(gòu)交流側(cè)相電流。本文通過修改開關(guān)狀態(tài)解決了低調(diào)制比、參考矢量接近有效矢量時(shí)無法滿足采樣要求的問題，解決了相電流重構(gòu)問題。可通過DSP 實(shí)現(xiàn)其算法，實(shí)現(xiàn)了準(zhǔn)確的交流相電流重構(gòu)。

對(duì)重構(gòu)電流與實(shí)測(cè)電流之間誤差產(chǎn)生的原因進(jìn)行了深入地分析，并提出了一系列消除措施。影響重構(gòu)相電流精度的因素主要有：直流電流振蕩誤差、直流電流畸變誤差、直流偏置誤差、直流電流幅值誤差、采樣相位誤差和采樣延遲誤差等。前三種因素對(duì)重構(gòu)電流精度的影響作用較大，是最主要的誤差，但可通過本文提出的措施加以有效地抑制；而后三種因素雖然不能完全避免，但對(duì)系統(tǒng)性能的影響較小。

分析與實(shí)驗(yàn)表明，本文所介紹的相電流重構(gòu)方法是可行的。

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